Для создания мощного электрошокера нужно использовать высококачественный преобразователь напряжения, который поднимает напряжение батареек. Сегодня в интернете можно найти массу празнообразныx сxем преобразователей высокого напряжения, и я xочу поделится наилучшими сxемами, которые проверены на личном опыте и уже используются в течении многиx лет. Простейшая сxема преобразователя собрана на основе блокинг-генератора с использованием всего одного транзистора. Данный преобразователь обеспечивает высокий к. И чаще всего используется в электрошокераx. Преобразователь способен обеспечить мощность до 15 ватт, при соответствующем источнике питания. Данную мощность блокинг способен отдавать при входном питании 12 вольт 1,5 ампер. Наилучшие параметры трансформатора - первичная обмотка 12 витков с отводом от середины проводом 0,7 миллиметра, затем изоляция и мотаем вторичную обмотку - витков проводом 0,1 миллиметр. Транзистор n p n, p n p практически любой низкочастотный, например кт, кт, кт , кт, кт, кт, кт, кт, их импортные аналоги - irfz44, К и многие другие. Второй вид преобразователя - мультивибратор на двуx транзистораx. Преобразователь при том же питании, что и первый, способен отдавать в нагрузку мощность до 20 ватт! Этот вид преобразователя используют в некоторыx моделяx промышленныx электрошокеров. Есть также мощные преобразователи которые обеспечивают мощность до 70 ватт! Такие преобразователи основаны на логичныx микросxемаx - генератораx импульсов, которые задают определенную частоту, которые позволяют регулировать мощность искрообразования шокера, следовательно и выxодной мощностью. Такие преобразователи как право сделаны на генератораx импульсов типа TL или uc На этиx микросxемаx можно собрать преобразователи с мощностью в несколько сотен ватт, но конечно такие мощности в электрошокераx не могут использоваться поскольку к таким преобразователям нужеен мощный блок питания который способен обеспечивать такую мощность. Логично с использованием данныx микросxем создать бытовые преобразователи напряжения с питанием от автомобильного аккумулятора. Очень важно в преобразователе правильная намотка преобразователя и использование соответствующего материала для трансформатора, чаще всего используют ферритовые чашки и ш-образные трансформаторы. Eсть также другие виды преобразователей, сxемы которыx также прикреплены к статье, думаю все будет понятно, а если возникнут вопросы, смело пишите к нам на форум. Новичкам которые решили заниматься высоковольтной теxникой скажу - не огорчайтесь, что первый преобразователь напряжения у вас не заработал, все мы учимся на ошибкаx прошлого, пробуйте смело еще раз и до теx пор, пока устройство не заработает. Похожие схемы Схема электронного табло Зарядка на основе электронного трансформатора Что такое туннельный диод Высоковольтная поющая дуга Микронаушник своими руками Генератор высокого напряжения из электронного балласта. Metrika ; yaCounter Новые светодиодные схемы и конструкции на LED приборах. Теория и практика домашней радиоэлектроники. Зарядка на основе электронного трансформатора. Что такое туннельный диод. Генератор высокого напряжения из электронного балласта. Экономитель воды Улучшение топлива Колонка Beats Pill VK.
Импульсные преобразователи SEPIC отличаются тем, что напряжение на входе преобразователя может быть как выше, так и ниже выходного напряжения. Это свойство очень важно для применения в системах питания с входным напряжением, изменяющимся в широком диапазоне, например, при питании от литий-ионных батарей или автомобильных аккумуляторов. В предлагаемой статье приводятся описание работы преобразователя и методика его расчета. При разработке импульсных источников вторичного электропитания часто встречаются ситуации, когда при работе устройства напряжение на входе источника может быть как выше, так и ниже напряжения на выходе. Например, полностью заряженная литиевая батарея может на холостом ходу выдавать напряжение до 4,2 В, а по мере разряда ее напряжение может снижаться до 2,7 В, и требуется разработать источник для питания цифровых схем с напряжением 3,3 В. Другим примером может служить автомобильная стереосистема, на входе которой может быть напряжение от 10 до 40 В, а для питания схемы требуется напряжение 15 В [1]. В таких случаях часто используют двухступенчатую стабилизацию сочетание повышающего и понижающего стабилизаторов или обратноходовые преобразователи Fly-Back. Но для маломощных схем существует более простое решение — применение преобразователя с топологией SEPIC single-ended primary inductance converter, преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью. Кроме того, топология SEPIC широко применяется в корректорах коэффициента мощности, где ее использование позволяет создавать компактные и эффективные источники, хорошо работающие при больших пиковых входных перегрузках. Основой преобразователя SEPIC служит схема повышающего преобразователя рис. В англоязычной литературе такие преобразователи называются boost или step-up. Рабочий цикл повышающего преобразователя состоит из двух частей. В первой части ключ Sw замкнут, и к катушке индуктивности L1 приложено входное напряжение Vin. Через катушку течет ток, нарастающий с течением времени. Во второй части цикла ключ Sw размыкается. В соответствии с фундаментальным свойством индуктивности ток через нее не может измениться мгновенно, поэтому он продолжает течь, но уже через диод D1. Выходное напряжение Vout в такой схеме может быть только выше входного напряжения Vin, так как ток, текущий через катушку при разомкнутом ключе Sw, создает на ней падение напряжения, положительное относительно Vin. В схеме SEPIC, показанной на рис. Очевидно, что он блокирует постоянную составляющую напряжения между входом и выходом. Однако анод D1 должен быть подключен к определенному потенциалу. В зависимости от конкретных требований приложения индуктивность L2 может быть выполнена отдельно от L1 или намотана на один сердечник с ней. При использовании двух отдельных катушек можно подбирать готовые изделия из каталогов фирм-производителей, что обеспечивает широкий выбор и снижение стоимости. Подобрать готовый трансформатор под конкретные требования сложнее, а применение заказного увеличивает стоимость изделия, но связь между катушками в трансформаторе обеспечивает снижение пульсаций входного напряжения [4]. Отметим два преимущества топологии SEPIC перед топологией повышающего преобразователя. Во-первых, разделительный конденсатор защищает вход схемы от короткого замыкания на выходе. И, во вторых, SEPIC удобнее там, где требуется полное отключение нагрузки, так как в повышающем преобразователе при разомкнутом ключе Sw напряжение на выходе равно входному напряжению минус падение напряжения на диоде. Несмотря на то, что схема SEPIC состоит из небольшого числа элементов, ее аналитическое описание при помощи формул достаточно сложно. Рассмотрим методику расчета, предлагаемую в работе [3]. В этой работе при относительно небольшом объеме и доступной форме изложения дается подробное описание работы схемы, а также приводится расчет большого числа параметров используемых компонентов по сравнению, например, с источниками [4] и [5]. Для иллюстрации изложения будем использовать рис. Паразитные сопротивления элементов L1, L2, Sw и Cp обозначены на нем соответственно как Rl1, Rl2, Rsw и Rcp. Предположим, что значения пульсаций токов и напряжений намного меньше значения постоянной составляющей. Для начала заметим, что падения напряжений на катушках L1 и L2 в установившемся режиме не имеют постоянной составляющей если пренебречь падениями напряжения на их паразитных сопротивлениях. Тогда выражение для среднего напряжения на конденсаторе Cp будет иметь вид. Пусть T — период одного цикла работы преобразователя. Это соотношение демонстрирует отличие топологии SEPIC от классической повышающей или понижающей step-down топологии. Более точное выражение для реального коэффициента усиления Aa учитывает паразитные сопротивления в схеме:. Эта формула позволяет вычислить минимальный, типовой и максимальный коэффициенты усиления Vin Aa min , Aa typ и Aa max. В выражении не учитываются потери в ключе Sw и обратный ток диода D1. В некоторых случаях следует также учитывать обратный ток диода D1 и потери в сердечнике от большого градиента индукции. Постоянная составляющая тока через Cp равна нулю. Это означает, что выходной ток течет только через L К рассеиваемой мощности L2 не предъявляется жестких требований, так как средний ток через L2 всегда равен выходному току и не зависит от изменений входного напряжения Vin. Чтобы вычислить ток через L1 I L1 , вспомним, что через Cp не может протекать постоянный ток. Когда ключ замкнут, потенциал узла A зафиксирован на уровне 0 В. В соответствии с выражением 1 , потенциал узла B равен —Vin, что соответствует обратному смещению диода D1. Ток через Cp есть ток через L2. Так как входная мощность равна выходной мощности, поделенной на КПД, I L1 зависит только от Vin. Для заданной выходной мощности I L1 увеличивается, если уменьшается Vin. Наихудший случай будет для минимального Vin. Применение высокочастотного контроллера в сочетании с последними достижениями в области создания многослойных керамических конденсаторов multilayer ceramic capacitor, MLC позволяет использовать в качестве Cp небольшой неполярный конденсатор. При этом необходимо убедиться, что он может рассеивать мощность Pcp, выделяющуюся на его паразитном внутреннем сопротивлении Rcp:. Выберем катушку со стандартным номиналом индуктивности, ближайшим к рассчитанному значению, и убедимся, что ее ток насыщения удовлетворяет следующему условию:. Так, например, в документе [4] приводятся формулы, аналогичные 13 и 15 , но коэффициент 2 в них находится в знаменателе, а не в числителе. Это, очевидно, дает вчетверо меньшие номиналы индуктивностей. Тем не менее, компьютерное моделирование работы схемы показывает, что индуктивности, рассчитанные по документу [4], достаточны для работы преобразователя в режиме непрерывных токов. В работе [5] приводится третий вариант, результаты расчетов по которому ближе к результатам [4]. В настоящей статье полностью приводится методика расчета из работы [3], так как из всех методик, найденных автором, она наиболее подробна и позволяет рассчитать наибольшее число параметров. Если L1 и L2 намотаны на одном и том же сердечнике, надо выбрать наибольшее из двух значений индуктивности. На один сердечник можно намотать две обмотки с одинаковым числом витков и, следовательно, с одинаковой индуктивностью. Если же индуктивности будут разными, то напряжения на обмотках будут отличаться, и разница будет замыкаться через Cp. Этим полезным свойством пользуются в корректорах коэффициента мощности для уменьшения пульсаций сетевого тока за счет энергии в Ср, то есть при совместной намотке L1 мотают с большим рассеянием относительно сердечника, чем L2 либо если есть готовый дроссель с одинаковыми обмотками, то L1 искусственно увеличивают [2]. Если обмотки не отличаются друг от друга, то можно уменьшить стоимость изделия, намотав их вместе за одну операцию. Выходной конденсатор Cout должен сглаживать импульсы тока большой величины, поступающие через диод D1 во время Toff. Поэтому Cout должен быть высококачественным компонентом, так же, как и в топологии Fly-Back. К счастью, современные керамические конденсаторы имеют очень низкое эквивалентное последовательное сопротивление ESR. В действительности может потребоваться выходной конденсатор существенно большей емкости, особенно, если ток нагрузки сильно пульсирует. Входной конденсатор может быть очень небольшим благодаря фильтрующим свойствам топологии SEPIC. Обычно Cin может быть в 10 раз меньше Cout:. Результат, однако, может оказаться слишком оптимистичным, так как он не будет учитывать потери в ключе и в сердечнике:. И, наконец, ключ Sw и диод D1 должны выбираться так, чтобы их напряжение пробоя было больше соответственно Vds и Vr:. Вкачестве примера найдем номиналы компонентов для следующего маломощного приложения: Округлив полученные значения, получим: Используя выражение 2 , мы сначала рассчитали идеальный коэффициент усиления Ai для минимального, типового и максимального входного напряжения Vin, получив соответственно 1,, 1,2 и 0, Подставив эти числа в выражение 3 , получим более точные коэффициенты Aa xxx , равные 1,, 1, и 0, И соответствующие коэффициенты заполнения получаются из выражения 4: Ток через катушку L2 I L2 равен 0,38 А в соответствии с выражением 5 , а I L1 изменяется в зависимости от Vin. При помощи формулы 6 мы получили значения I L1 , равные 0,, 0, и 0, А для заданных значений входного напряжения. Расчетное напряжение для Cp получается из 1. Современные многослойные керамические конденсаторы обеспечивают Rcp до 50 мОм, при этом потери мощности, рассчитанные по формуле 8 , составят 12,5 мВт. Следующие параметры рассчитаны для наихудшего случая, то есть минимального входного напряжения Vin:. На основе импульсного преобразователя напряжения с топологией SEPIC путем добавления нескольких пассивных компонентов можно получить двуполярный симметричный источник напряжения. Для получения отрицательного напряжения из положительного существует схема преобразователя Чука рис. Если сравнить эту схему со схемой преобразователя SEPIC, приведенной на рис. Выходное напряжение преобразователя SEPIC рассчитывается если пренебречь малыми величинами по формуле:. Таким образом, подключив компоненты D1, L2 и Cout с рис. Расчет элементов такой схемы проводится аналогично описанному выше расчету преобразователя SEPIC. Отличие состоит в том, что номиналы индуктивностей L2 и L3 должны быть удвоены по сравнению с расчетными, так как ток, поступающий через L1, распределяется на два выхода. Рассмотрим пример практической реализации двуполярного источника напряжения, описанного в предыдущем разделе. Этот пример — часть реально разрабатывавшегося автором устройства, для питания которого потребовался маломощный малогабаритный вторичный источник. Конечно, у каждого разработчика не только свои требования к создаваемой схеме, но и свои пути поиска решений. Автор надеется на то, что кому-то может пригодиться его опыт, а также на то, что кто-нибудь из читателей поделится своим опытом решения подобных задач, например, участвуя в обсуждении [2]. Первое место выбора микросхемы преобразователя диктуется комплексом требований, предъявляемых к схеме. В задаче требуется получить минимально возможные габариты. При современном уровне миниатюризации полупроводниковых устройств наибольшее влияние на габариты устройства в целом окажут габариты индуктивностей. А они, в свою очередь, обратно пропорциональны частоте работы микросхемы преобразователя — конвертера или контроллера. Следовательно, прежде всего надо ознакомиться с номенклатурой доступных преобразователей, определить максимальные частоты, на которых они могут работать, и выбрать наиболее подходящий тип. При этом следует учитывать и другие параметры преобразователей, определяемые требованиями к устройству: Также надо учесть специальные требования: Часто можно встретить утверждение, что для построения преобразователя с топологией SEPIC можно использовать любую микросхему, предназначенную для использования в повышающих преобразователях boost. Однако это не так. Например, не подходит микросхема TPS фирмы Texas Instruments из-за особенностей ее алгоритма запуска: В топологии SEPIC нет прямого пути прохождения постоянного тока со входа на выход, соответственно, выходной конденсатор таким способом никогда не зарядится [2]. Об этом есть специальное указание на сайте фирмы. Надежнее всего ориентироваться на микросхемы, для которых в справочных данных явно указана возможность работы в топологии SEPIC, или же уточнить в службе поддержки изготовителя. В противном случае необходимо очень тщательно изучить справочные данные. Наибольшее количество типов микросхем для построения импульсных источников питания выпускают фирмы Texas Instruments www. На сайтах этих фирм работают удобные поисковые системы, позволяющие отбирать и сортировать микросхемы по заданным параметрам. Рассмотрев ассортимент микросхем, предлагаемый этими фирмами и рядом других, можно сделать вывод, что сейчас время написания этой статьи — сентябрь года наибольшие частоты работы импульсных преобразователей, в основном, лежат в диапазоне — кГц. Будем ориентироваться на преобразователи, которые могут работать на таких частотах. Множество микросхем будет отсеяно из-за повышенных требований к диапазону входных напряжений: В связи с небольшой серийностью изделия возможно использование только тех комплектующих, которые можно приобрести в небольших количествах. Доступность микросхем будем определять по данным сайтов www. Автор может с уверенностью утверждать, что если на этих сайтах размещено не менее трех-четырех розничных предложений какого-либо изделия, то это изделие можно приобрести в России в небольших количествах, пусть даже с доставкой по почте. После проверки на доступность было отклонено много микросхем фирмы Linear Technology. Несмотря на то, что изделия этой фирмы имеют хорошие параметры и достаточно распространены в России, в продаже, в основном, имеются их версии с диапазоном температур под названием Extended Commercial. Это означает, что правильная работа изделия при отрицательных температурах не гарантируется. Версии с подлинным индустриальным диапазоном рабочих температур в небольших количествах купить затруднительно. Кроме того, изделия этой фирмы обычно предлагаются по довольно высокой цене. В результате поисков определились три подходящие микросхемы: LMMM фирмы National Semiconductor и пара микросхемMAXEUB и MAXEUB—фирмы MaximDallas. У этих микросхем много общего: Но максимальная частота преобразования у LMMM в два раза выше: Таким образом, выбор пал на LMMM. И еще одна деталь: Поскольку выше уже приводился подробный расчет параметров схемы преобразователя SEPIC, предлагаемый в работе [3], нет необходимости повторять его в этом разделе. Воспользуемся более кратким способом расчета, основанным на методике, которая приведена в справочных данных на микросхему LMMM [4]. Для этого сначала найдем минимальный коэффициент заполнения, соответствующий заданному максимальному входному напряжению, по следующей формуле:. Здесь D — коэффициент заполнения, Vout и Vin — соответственно выходное и входное напряжения преобразователя, Vdiode — падение напряжения на диоде, Vq — падение напряжения на открытом ключевом транзисторе. Так как наша схема рассчитана на относительно небольшой ток, падением напряжения на мощном полевом транзисторе в данном случае можно пренебречь. Подставив в формулу максимальное входное напряжение 12,5 В, выходное напряжение 11 В и падение напряжения на диоде Шоттки 0,4 В, получим минимальный коэффициент заполнения 0, Из справочных данных на микросхему LMMM известно, что минимальное время включения выходного транзистора для нее составляет нс. Ближайшая частота внешней синхронизации, которую можно получить в разрабатываемом устройстве, составляет кГц. Следовательно, дальнейшие расчеты будем вести для частоты преобразования кГц. Теперь определим минимально допустимые значения индуктивностей катушек, при которых схема будет работать в режиме непрерывных токов. Для индуктивности L1 формула имеет вид:. Здесь Fs — частота преобразования. Очевидно, что максимальное значение индуктивности получается для минимального коэффициента заполнения. Снова пренебрежем Vq, подставим значения остальных параметров и получим минимально допустимую индуктивность 43 мкГн. Здесь максимальное значение индуктивности получается при максимальном коэффициенте заполнения, равном 0, Оно равно 39 мкГн. Вспомним, что для нашего двухполярного источника это значение надо удвоить; получаем 78 мкГн. Для выбора конкретных катушек индуктивности необходимо определить максимальный ток, который будет протекать через них в схеме. Он складывается из постоянной составляющей и амплитуды пульсаций. Для входной катушки постоянная составляющая тока будет равна:. Для выходной катушки она равна выходному току. Двойная амплитуда пульсаций тока в катушке равна:. Отсюда максимальный ток через входную катушку будет равен 0, А, а через выходную — 0, А. С учетом диапазона рабочих температур, максимально допустимой высоты и доступности были выбраны индуктивности семейства BG4 фирмы EPCOS: BGM с номинальной индуктивностью 47 мкГн и активным сопротивлением до 0,34 Ом и BGM на мкГн и 0,58 Ом. Далее можно перейти к выбору полевого транзистора. Он должен выдерживать максимальное напряжение:. Для нашего случая оно равно примерно 24 В. Максимальный ток через этот транзистор равен:. В примерах из [4] рекомендуется транзистор IRF Но этот транзистор имеет довольно большие габариты корпус SOIC-8 и рассчитан на ток до 6,6 А, что для нашей схемы явно избыточно. Хорошим выбором будет транзистор FDN фирмы Fairchild Semiconductor. При этом его быстродействие выше, чем у IRF, следовательно, потери на переключение будут меньше. Применяемый в схеме диод должен выдерживать тот же ток, что и ключевой транзистор, а его предельное обратное напряжение должно превышать сумму входного и выходного напряжений. Кроме того, для снижения потерь это должен быть диод Шоттки. Из огромного разнообразия предлагаемых различными изготовителями диодов был выбран достаточно небольшой MBRSFT фирмы On Semiconductor с максимальным током 1 А и обратным напряжением до 40 В. На этом расчет схемы можно закончить и перейти к моделированию. Расчет элементов схемы, специфичных для микросхемы LMMM, мы рассматривать не будем. Для определения их параметров можно использовать как методики из справочных данных, так и средство интерактивного проектирования Webench на сайте фирмы National Semiconductor. Моделирование будем проводить в программе Micro-Cap. Это широко известная программа, удобная, простая в освоении и быстро работающая. На этой схеме резисторы R1, R2 и R9 отображают паразитные сопротивления катушек L1, L2 и L3, резисторы R4 и R7 — паразитные сопротивления многослойных керамических конденсаторов C2 и C4. Резисторы R6 и R8 имитируют нагрузку. Резистор R5 — это токоизмерительный резистор для схемы ограничения тока LMMM. Запись вида L L2 возле L3 означает, что индуктивность L3 равна индуктивности L2. Как принято в пакете Micro-Cap, при задании и отображении значений различных величин используются буквы, обозначающие доли единиц измерения: Запись 10u рядом с конденсатором, например, означает 10 мкФ. Элемент V2 — это импульсный генератор библиотечный компонент Pulse Source. Он будет имитировать микросхему LMMM. Перед началом моделирования нам необходимо задать его параметры рис. Большинство параметров мы оставим такими, какими они были определены по умолчанию. Определим только уровни и временные параметры импульсов. Уровни задаются в полях VZERO нижний уровень и VONE верхний уровень. Нижний уровень, очевидно, должен быть равен нулю. А верхний уровень сделаем равным 4 В, чтобы проконтролировать в ходе моделирования надежное открывание ключевого транзистора FDN при напряжении питания 4,5 В. Поля P1—P4 задают временные параметры импульсов. Назначение любого из полей ввода можно определить, наведя на него указатель мыши: Следующим шагом будет составление задания для моделирования. Будем использовать анализ переходных процессов Transient Analysis. Вызовем окно управления этим видом анализа через пункт меню Analysis — Transient В результате выполнения этого задания мы получим графики изменения во времени выходных напряжений верхний график, цифра 1 в столбце P и токов через индуктивности нижний график. Напряжение на отрицательном выходе и ток через его катушку удобно отобразить инвертированными, чтобы все графики лежали выше оси абсцисс и, следовательно, смотрелись крупнее. Запустим задание на выполнение, щелкнув по кнопке Run. Результат показан на рис. Очевидно, что бросок тока более 2 А после включения схемы будет в реальности сглажен схемами плавного старта и ограничения тока, встроенными в микросхему LMMM. На верхнем графике видно, что полученные выходные напряжения близки к расчетному значению 11 В. Теперь увеличим масштаб изображения по осям времени, напряжений и токов в области установившегося режима рис. На верхнем графике видно, что максимальный двойной размах пульсаций выходного напряжения на выходе положительного напряжения не превышает 7 мВ. Нижний график показывает, что схема работает в режиме непрерывных токов, так как ток через любую катушку в любой момент времени превышает 36 мА. Далее можно экспериментировать с моделью, изменяя ее параметры и наблюдая изменения в работе схемы. Например, попробуем имитировать асимметричную нагрузку. Для этого уменьшим верхний нагрузочный резистор R6 вдвое, чтобы ток, отбираемый от верхнего плеча, был вдвое больше. Такая ситуация может иметь место, например, при питании от положительного источника некоторого количества цифровых микросхем. Такая асимметрия вполне приемлема для подавляющего большинства практических применений. В статье описано применение топологии SEPIC для разработки малогабаритного маломощного вторичного источника питания. Получен высококачественный источник питания, удовлетворяющий предъявляемым требованиям рис. Скачать статью в формате PDF. Другие статьи по данной теме: Назад Рекомендации по выбору теплового режима модулей питания. Часть 1 Вперёд Новые лабораторные источники питания отечественного производства Сообщить об ошибке. Если Вы заметили какие-либо неточности в статье отсутствующие рисунки, таблицы, недостоверную информацию и т. Пожалуйста укажите ссылку на страницу и описание проблемы. Рекламодателям Купить Архив номеров Форум Авторам Подписаться Обзор рынка Контакты Поиск Поиск. Рубрикатор DSP и обработка сигналов JTAG-тестирование RFID и системы идентификации АЦП и ЦАП Беспроводные технологии Встраиваемые системы ВЧ и СВЧ компоненты Датчики Дисплеи Защита по току и напряжению Измерительное оборудование Интерфейсы Источники питания Конденсаторы, резисторы, индуктивности Микроконтроллеры Микропроцессоры Микросхемы памяти ОЗУ и ПЗУ Операционные усилители Оптоэлектроника и светотехника Осциллографы Печатные платы и монтаж ПЛИС и ПАИС ПЛК и промышленные компьютеры Разъемы, соединители, коммутационные устройства Рынок электронных компонентов САПР Силовая электроника Специализированные микросхемы Схемотехника и проектирование Телекоммуникационное оборудование и микросхемы Технологии Электронные компоненты. Новости 19 июня Практический семинар Xilinx: Введение в САПР Vivado. На примере платформы Artix A50T. Подписка на новости Да. Опрос Нужны ли комментарии к статьям? Да, обязательно Да, но только для зарегистрированных пользователей Нет, этот сервис не нужен Голосовать. Часть 1 Вперёд Новые лабораторные источники питания отечественного производства.
https://gist.github.com/8b7ec663c1fb5f6a95e84fc547eb7c1a
https://gist.github.com/983ebe5990f48b7b31a3ef9d5ffa96ff
https://gist.github.com/155d197a73c1251df2d3b04ae8ff25f2